升压式高亮度LED背光驱动电路设计

前言：由于LCD面板本身无法产生光源，所以，必须利用背光的方式将光投射到面板上，让面板产生亮度，并且亮度必须分布均匀，而获得画面的显示。以目前来看，大多数的LCD背光是利用CCFL及LED来作为背光源，尤其在中、大尺寸的部分，大多是使用CCFL背光源。

　　随着消费者对于色彩的要求，根据实验，LED可以达到超过100%的NTSC色谱， 由于LED可以提高面板色彩的表现能力，并且加上没有太大的环保问题。目前许多业者都已逐渐将部分的产品导入利用LED作为背光源。本文将以 Supertex的以HV9911为例，来提供读者升压式高亮度LED背光驱动电路设计的相关讯息。

　　升压电路设计特色升压电路是用来驱动LED的串联电压高于输入电压(图1)，并且 有以下的特色：1.此电路可被设计在效率高于90%下操作。2. MOSFET的(Source)与LED串共地，这简化了LED电流的侦测(不像降压电路必须选择上侧FET驱动电路或上测电流侦测。但是升压电路也有些 缺点，特别是用于LED驱动，由于LED串的低动态阻抗)。3.输入电流是连续的，使得输入电流的滤波变得简单许多(并更容易符合传导式EMI标准的要 求)。4.关闭用的FET毁损不会导致LED也被烧毁。5.升压电路的输出电流为脉冲式波形，因此，必须加大输出电容以降低LED串的涟波电流。6.但是 过大的输出电容，使得PWM调光控制变得更具挑战，当控制升压电路开与关，以达到PWM调光控制，就表示输出电流会被每一个PWM调光控制周期充放电，这 使得LED串电流的上升与下降时间会拉大。7.峰电流控制方式的升压电路，用以控制LED电流是无法达成的，需要闭回路方式使电路稳定，这又使得PWM调 光控制更为复杂，控制电路必须增加频宽来达到所需要的反应时间。8.当输出端短路，控制电路无法避免输出电流的增加，即使关掉Q1 FET仍对输出短路毫无影响，并且输入端电压的瞬变造成输入端电压的增加量大于LED串联电压时过大的涌浪电流可能会造成LED的毁损。图1 Boost Converter LED Driver

　　升压电路操作模式升压电路可操作于二种模式，连续导通模式

　　(Continuous Conduction Mode；CCM)或不连续导通模式

　　(Discontinuous Conduction Mode；DCM)，这二种模式是由电感电流的波形决定的。图2a为CCM升压电路的电感电流波形，图2b DCM升压电路的电感电流波形。CCM升压电路是用在最大升压比例(输出电压与输入电压比值)小于或等于6，并在输入电流大于1安培的情形下，假如需要更 大的升压比例，则需采用DCM模式。但是DCM模式会产生较大的峰值电流，因此导致电感的毁损增加，同时也造成均方根电流的增加。所以，DCM升压电路的 效率要比CCM升压电路来得低，这也使得DCM的输出功率受限制。图2升压电路的连续导通模式与不连续导通模式

　　以Supertex HV9911为例设计升压LED驱动电路HV9911为Close LoopPeak Current Control，Switching Mode LED驱动电源控制IC，它内建了许多功能来克服升压电路的缺点。HV9911包含了9-250VDC输入电压稳压器，不需额外电源，仅由单一输入电压提 供IC动作的工作电源。它内建了2%精密的参考电压(全温度范围)能精确地控制LED串联电流。并且包含了断路用的FET驱动电路。当输出短路或过电压 时，便会自动断开LED串之对地路径。此功能缩短了控制电路的反应时间(请参考PWM调光电路说明)。

　　HV9911控制电路的功能图3 HV9911内部电路结构IC内部提供稳压电路9～250V输入电压，可输出7.75V电压输出提供IC内部电源使用，若输入电压范围提升可经由外接一个 200V，2WZener Diode于输入电压与IC的Vin pin之间(如图1-4)，这可使得输入电压范围可提升至450VDC，亦可以使得IC内部稳压电路所产生的功率损耗分散一部份在Zener Diode上。图4 Increasing the Input Voltage Rating IC的VDD pin工作电压可提高(如果有必要的话)藉由一个二极管连接至外部电压，此二极管是避免将外部电压若低于IC内部稳压电路的输出电压时，会造成IC的烧 毁，最大的外接静态稳定电压为12V(瞬态电压为13.5V)，因此11V+/-5%的电压源是理想的外部提升电压值。IC内部提供1.25%、2%精密 参考电压，这参考电压可用来设定电流参考位准，以及输入电流限制位准，此参考电压也同时提供IC内部设定过电压保护。振荡电路时间模式振荡电路可经由外部 电阻设定振荡频率。若此电阻跨接于RT及GND pins之间，则IC操作于定频模式，另外，若电阻跨接于RT与GATE pins间，则IC操作于固定关闭时间模式(此模式不需要斜率补偿控制使电路稳定)。定频时间或关闭时间可设定于2.8ms到40ms之间，可运用IC规 格书内的计算式设定。于定频操作模式下，将所有SYNC在一起，多个IC可操作在单一频率。少数个案必须外加一个大电阻2300于SYNC到GND之间， 用来抑制杂散电容所造成的振铃，当所有SYNC连接在一起时，建议使用相同电阻值跨接于每一个IC的RT与GND之间的电阻。闭回路控制的形成是连接输出 电流信号至FDBK pin，同时将电流参考位准连接至IREF pin，补偿网络连接至Comp pin(传导运算放大器的输出端)，如图5所示。放大器的输出受PWM调光信号所控制，当PWM调光信号为High时放大器的输端连接至补偿网络，当 PWM调光信号为Low时，放大器的输出端与补偿网络被切断，因此补偿网络内的电容电压维持住，一直到PWM调光信号再度回复High准位时，补偿网络才 又连接图放大器的输出端，这样可确保电路动作正常以及获得非常良好的PWM调光反应，而不需要设计一个快速的控制电路。图5 Feedback Compensation FAULT信号保护驱动电路FAULT信号pin可用于驱动外部断接FET(图6)IC启动时，FAULT信号维持Low电位，IC启动过后，此pin被 pulled high，这使得内电路的LED与升压电路连接，电路完成启动点亮LED，假如输出端有过电压或短路情形发生，内部电路会将FAULT信号拉Low并使 LED与升压电路断接。FAULT信号也控于PWM调光控制信号，PWM调光信号为Low时，FAULT信号亦为Low，但当PWM调光信号为High 时，FAULT信号却不见得为High。断接LED时，可确保输出电容不会随着PWM调光信号的周期而充放电。PWM调光信号到FAULT信号与保护电路 的输出以AND连接着，以确保保护电路动作时能够覆盖过PWM及调光控制的输入。

　　6 Disconnect FET输出短路保护的动作原理是当输出侦测电流(于FDBK pin)，大于2倍参考电流设定位准(于IREF pin)，保护动作会发生。过电压保护的动作原理，是当OVP pin的电压大于1.25V时，保护动作也会发生。二个信号被送至一个OR闸再送到保护栓锁电路。当有任一保护动作发生时，栓锁电路会将GATE及 FAULT pins同时关掉。一旦有保护动作发生时，必须将电源关掉重开，才能使栓锁电路恢复重置。

　　而在IC的启动需要注意以下两点：

　　●当VDD与PWMD pins连接在一起，透过电路上的输入电压的连接或断接来启动时，IREF pin所连接的电容必须使用0.1uF，而V00 pin上所连接的电容值需小于1uF以确保适当的启动。

　　●假使电路使用外部信号启动或关闭，而输入电压一直保持常开启时，则IREF及 VDD所使用的电容值可增加。线性调光能力调整IREF pin的电压位准可达到达成输出电流的线性调整，方法为以可变电阻或分压电阻网络或外部提供参考电压连接至IREF pin。但是，要注意一旦IREF的电压低到非常小时，IC的短路电流保护比较器的误差电压(OFFSET)可能会造成短路保护发生误动作，这时候必须将 IC电源关掉重开，重新启动电路，为了避免此误动作，IREF的最低电压为20～30mV。PWM调光(脉宽调变调光)能力HV9910内部的PWM调光 功能却能够达到非常快速的PWM调光反应，克服了传统升压电路不能非常快速的PWM调光的缺点。

　　PWMD控制IC内部三个点：

　　●GATE信号到开关FET

　　●FAULT信号到断接FET

　　●运算放大器到补偿网络的输出端当PWMD信号为High时，GATE信号与 FAULT可以动作，同时运算放大器的输出端连接到补偿网络，这使得升压电路可以正常动作。当PWMD信号为Low时，GATE信号与FAULT被停止动 作，能量无法从输入端转移到输出端，但是，为避免输出电容放电到LED而造成LED电流下降时间被拉长。这个放电电容同时也会使得电路重新连接动作时， LED电流的上升时间会被拉长。因此，避免输出电容的放电是相当重要的。IC输出FAULT信号断接FET，使得LED的电流几乎立刻的下降到零电流，因 此输出电容并没有被放电，所以当PWMD信号回复High位准时输出电容不需要额外的充电电流，这使得上升时间非常快速。当PWMD信号为Low时，输出 电流降至零，这使得回授放大器看到了相当大的误差信号于放大器输入端，会造成补偿回路的电容器上的电压会上升至最高电位。因此当PWMD信号回到High 时，过高的补偿回路电压会控制电感峰值电流，而造成相当大的输出涌浪电流发生在LED上。这样大的LED电流又随着控制回路速度而回授，这会使得稳定时间 被延长，当PWMD信号为Low时，断开运算放大器与补偿回路是有助于维持补偿回路的电压不被改变。因此当PWMD信号回复High时，电路立刻回复稳态 而不会产生过大的LED电流。

闭回路控制电路的设计

　　补偿回路可用来使得升压电路稳定的操作，可选用Type-Ⅰ补偿(一个简单积分电路)或者TypeⅡ补偿(一个积分电路及额外的极点-零点)。 补偿的类型需要视功率级的交越频率的相位而定。闭回路系统(图7)的回路增益如下：(公式1) Gm为运算放大器的增益(435mA/V) Zs(s)为补偿网络的阻抗Gp(s)为功率级的转移函式请注意，虽然电阻分压比值为1：14，但是整体效应包含二极管的压降会是1：15。图7 Loop Gain of the Boost Controller

　　芯片补偿网络控制假设Fc为回路增益的交越频率，而功率级的转移函式在此频率的振幅与相位角度为Aps与Φps、相位边限Φm所需增加的相位 角度为Φboost。(公式2)Φboost =Φm-Φpx-90o基于所需增加的相位角度，来决定需要何种类型的补偿网络。(公式3)Φboost≦0o→TypeⅠ控制 0o≦Φboost≦90o→TypeⅡ控制90o≦Φboost≦180o→TypeⅢ控制HV9911为基础的LDE升压驱动电路通常并不需要 TypeⅢ控制，所以此篇不讨论Ⅲ控制。HV9911 TypeⅠ及TypeⅡ控制的使用，请参考表1。表1 Network Compensation TypeⅠ控制的设计相当简单，只要调整Cc即可，因为交越频率的回路增益之振幅为1 (公式4)Rs?Gm?( 2πfc Cc )?1/15?1/Rcs?Aps=1由上述等式，若其它参数值已知Cc的电容值可计算出。TypeⅡ控制的等式需被设计如下：(公式5)K = tan (45？+Φboost/2) (公式6)ωz = 1/RzCz = 2πfc/K (公式7)ωp = Cz+cZ = (2πfc)?K可得到交越率的回路增益之振幅为1的等式如下：(公式8)同时解等式(1-6)(1-8)可计算出Rz，Cz及Cc的值。

　　利用芯片实际设计出驱动电路表2驱动电路设计参数表图8驱动电路设计参考步骤一选择开关频率(fs)对于低压应用(输出电压＜100V)，中 等功率输出(＜30w)，开关频率设为200kHz(时间周期为5ms)，对于开关损失以及外部零件的大小来说是个不错的折衷方案。若是更高的电压应用或 更高的输出功率，则考虑外部的开关FET的功率损失，就必须降低开关频率。步骤二计算最大开关周期(Dmax)最大的开关周期可以使用以下方程式计算： (公式9)注意：如果Dmax＞0.85，升压比例太大，则升压电路无法操作在连续导通模式而会操作在不连续导通模式，以达到所需的升压比例。步骤三计算 最大电感电流(Iinmax)最大电感电流为(公式10)步骤四计算输入电感量(L1)输入电感可以最低的输入电压操作下的电感电流25%计算，如下式 (公式11)选择标准电感量220uH，为达到于最低输入电压的操作时之的效率为90%，则电感的损失约为总输出功率的2～3%，使用3%计算电感损失。

　　(公式12)Pind = 0.03?Voman?Iove =0.84w假设80%-20%各别为电感的铜损及铁损，则电感的等效直流电阻，必须小于(公式13)，电感的饱和电流至少需大于最大电感电流20%。 (公式14)因此电感为220uH，DCR值约0.3Ω，电感饱和电流需大于2A。但是必须注意，选择电感的有效电流等于Iinmax(虽然可能无法符合 效率的要求)但仍可获得可接受的结果。步骤五选择开关FET(Q1)跨接于FET的最大电压等于输出电压，使用20%余量来计算最大突波电压，FET的耐 压选择为：(公式15)VFET =1.2Vomax =96V流经过FET的有效电流为：(公式16)IFET～Iimax?√Dmax =1.3A为求得最佳化设计，FET的电流规格必须至少大于3倍的FET有效电流值，以使用最低闸充电电荷(Qg)操作。使用HV9911时建议FET的 Qg需小于25nC目前使用于此案例的FET规格为100V，4.5A，11nC。步骤六选择开关二极管(D1)二极管的耐压规格与开关FET(Q1)相 同，二极管流过的平均电流等于最大输出电流(350mA)。

　　虽然二极管的平均电流仅350mA，但在短暂的时间内二极管载送着最大输入电流IIN max。二极管两端所跨之电压需相对应于瞬间流过的电流而非平均电流，假设有1%功率损失于二极管上，则二极管两端的压降则必须小于：(公式17)最好选 择萧特基二极管，当输出电压小于100V时，它不需要考量逆向回复的损失，因此在此案例中选择100V，1A萧特基二极管，它的顺向通过电压在 IINmax时为0.8V。步骤七选择输出电容(Co)输出电容的电容值需视LED的动态电阻，LED串的涟波电流及LED电流而定，使用HV9911的 设计中，较大的输出电容(较低的涟波输出电流)将可获得较佳的PWM调光结果，升压电路的输出以模型简化如图9a将LED以定电压负载串联一个动态阻抗， 输出阻抗(RLED与Co的并联组合)被以二极管电流Idiode驱动着，稳态的电容电流波形如图9b所示。图9升压电路的输出使用在设计参数表中给的 10%峰对峰涟波电流，计算输出的涟波电压为：(公式18)△Vpp=△Io?RLED =0.77V (公式19)将值代入上上式，得到：(公式20)流过电容的有效涟波电流值为：(公式21)此例中，我们选择二个1μF 100V金属聚丙烯塑料电容，在这里需要适当的选用金属薄膜电容或者陶磁电容，因为它们具备耐高涟波电流及低等效串联电阻(ESR)特性。虽然陶磁电容具 备耐高涟波电流及体积小的特性，但当使用PWM调光功能时它容易产生音频噪声。因此金属聚丙烯电容(或其它类型金属电容)是适合用来当做具PWM调光功能 的LED驱动电路的输出电容。步骤八选择断路FET(Q2)断路FET必需具备与Q1相同的耐压规格，在室温下的导过阻抗(RON，25C)选择在满载输 出时，Q2的功率损耗为1%。(公式22)等式内的系数1.4为FET的导过阻抗随接面温度上升而上升的参数，有必要的话可选择高Qg的FET，但高Qg 的FET导通与关闭时间会变慢(这时需视PWM调光频率而决定)此例中，选择100V 1.5Ω，SOT89包装Qg=5nc的FET。

　　步骤九选择输入电容(CIN)输入电容在闭迥路控制中是相当重要的组件，它是维持稳定的重要项目，不幸的是输入电容的设计相当繁复，设计此电容 必须先要找出从输入电源到升压电路的输入端之间的最大感值，LSOURCE MAX (图9a中两个电感值的总和)电源电阻的最大及最小值RSOURCe(图9b中两个电阻值的总和)，这将会决定升压电路的特性，电源的电感值及电阻值代表 着连接输入电源与升压电路之间导线的阻抗，为了设计输入电容必须合理的做算出这两个参数值，而这两个参数值也和升压电路的稳定性有关。假设LSOURCE MAX=1μh(这是此22AWG线长1呎连接输入电源及升压电路之间长度所估出的电感量)下一步是选择一个LC共振频率fLC，先设定fLC= 0.4fs=80kHz，则输入电路最小值计算式为：(公式23)在LC共振频率点，升压电路的滤波器阻抗反应出来的为Req=(1-Dmax) 2.RLED。(公式24)此例中，ZDC=110Ω为使升压电路稳定，LC组合的阻抗必须小于ZDC，这会提升最小电源电阻值为：(公式25)最大电源 电阻为：(公式26)RSOURCE MAX = (1-Dmax)2.RLED=1.25由上列2等式可看出最大电源电阻值是与输入滤波器参数无关，故无法控制它.但最小电源电阻值却是与输入滤波器的参 数有关。最小电源电阻值被计算出为2μΩ，这是非常小的值非常容易达到，但是在某些例子中，导线的最小电源电阻值却大于所想要的值.在这样子的例子中，在 导线中加入小电阻(以提供必须的阻尼)或LC的共振频率必须降低到计算出最小电源电阻低于所想要的值。有一点是必须注意的，将输入的2条导线绞在一起可以 大幅降低电源电感值。

　　控制回路设计步骤10选择振荡电阻(RT)振荡电阻的计算式为：(公式27)在比例子中，200KHZ固定频率可算出RT=453KΩ，RT 跨接于RT与GND之间。步骤十一选择2个电流感应电阻(RCS与RS)输出电流感应电阻的功率消耗必须小于0.15W，这样才能够选用1/4W的电阻。 (公式28)在此例中，电阻选择为1.24Ω、1%、1/4W。FET电流感应电阻的感应电压于最大输入电流流过时，必须小于250mV，故：(公式 29)电阻的功率消耗为RRCS=IFET2.RCS=0.25W，因此电阻选择为0.15Ω、1/2W、1%。步骤十二选择参考电流设定分压电阻 (Rr1，Rr2)参考电流IREF的电压设定，可经由2电阻Rr1，Rr2分压自IC内部的参考电压或外部提供的电压。(公式30) (公式31)由(公式30)及(公式31)可得到Rr1=8.66kΩ、1/8W、1%，Rr2=16.2kΩ、1/8W、1%。步骤十三设定斜率补偿电 阻(Rslope，Rsc)因为升压电路被设计为定频操作，必须使用斜率补偿以确保电路稳定.加入电流感应信号的斜率必须为电感电流最大下降斜率的一半， 以确峰电流控制方式在任何情形之下均能够稳定操作。这可以用2个电阻Rslope，Rsc来达到斜率补偿功能。在此例中，电感电流的最大下降斜率为：(公 式32) (公式33)假设Rslope=49.9kΩ。(公式34)Rsc=则Rsc=1.0kΩ、1/8W、1% . Rslope=49.9k、1/8W、1%.在这里必须注意，SC pin的最大输出电流为100uA，所以Rslope的最小值建议为25kΩ～50kΩ。步骤十四选择电感电流限制电阻(RL1，RL2)电感的电流被2 个因素限制，最大电感电流及加在电感的斜率补偿信号。从REF经2个分压电阻设定CLIM准位。(公式35)此方程式假设电流限制为最大电感电流 IINmax的120%并且最大工作周期为90%，此例为：(公式36)使用REF的最大电流50uA，可得到RL1=17.4K、1/8W、1%， RL2=7.87K、1/8W、1%。有一点值得注意的是不是非常建议CLIM pin接上电容器。步骤十五选择旁路电容(CREF.Cpo)建议一定要在REF及VDD pin加上旁路电容，VDD pin一般建议加1uF陶瓷电容，若使用的FET Qg>15nC，则必须将电容加大至2.2uF，REF pin一般建议加0.1=uf陶磁电容。步骤十六选择过电压保护点的设定(Rovp1.Rovp2)过电压保护点通常设定比稳态最大输出电压高15%。 (公式37)Vopem.1.15.Vomax=92V因此设定电阻可由下列二式得知：(公式38) (公式39)所以电阻选择ROVP1=82.5kΩ，ROVP2=1.13k，到这里要注意由于REF的误差与实际的过电压设定点有±3%误差。步骤十七 设计补偿网络以连续电流模式的升压电路并以峰电流控制方式，对于频率小于十分之一的开关频率，功率级的转移涵数为下：(公式40)对于此例中，选择交越频 率fc = 2KHz，这么低的交越频率会产生较大的Cc及Cz.，间接地提供软启动(soft start)的电路。因为HV9911不依靠控制电路的速度来做PWM调光控制的反应而且低交越频率并不会影响PWM调光控制的反应，所以低交越频率也不 会影响PWM调光控制的上升及下降时间。在此频率功率级的转移函数的振幅及相位角度可将s = i×（2 ---pai---×fc)代入(公式40)中得到。(公式41) |Gps(s)|f c=2kHz = Aps = 0.283 |Gps(s)|fc=2kHz=Φps = -80°为得到相位边限约Φm=45°通常建议相位边限范围为45°–60°，相位角度必须提升。(公式42)Φboost =Φm-Φps-90=35°从(公式3)式中可得知，需使用Type II补偿使系统稳定，使用(公式5)及(公式8)式可计算出补偿网络的值。(公式43) (公式44) (公式45)另外在交越频率下的增益为1(unit gain)等式。从(公式46)Cz + Cc = 10nF、(公式47)Cz / Cc = 10nF，将(公式44)(公式47)代入(公式45)，可得到：(公式48) Cc = (Cz + Cc) * Wz)/Wp = 2.84nF从(公式48)、(公式46)可以得到：(公式49)Cz = 7.43 nF从(公式44)、(公式49)可以得到：(公式50)Rz = 1/(WzCz) = 20.37KΩ选择Cc = 2.2nF、50V、COG电容Cz = 6.8nF、50V、COG电容Rz = 20.0k、1/8W、1%电阻